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　　LLC拓?fù)洌▓D1）：變壓器初級電感與負(fù)載等效電阻的并聯(lián)后，再相繼串聯(lián)諧振電感與諧振電容

　　LCC拓?fù)洌▓D2）：在LLC電路上，采用比較大的諧振電感值，并聯(lián)一個電容在變壓器初級或次級繞組上，同時諧振變壓器不磨氣隙，勵磁電感量比較大（比如Lp＞10mH），可以忽略初級電感而近似認(rèn)為負(fù)載等效電阻Re并聯(lián)諧振電容C_p，再相繼串聯(lián)諧振電感L_s和諧振電容C_s。

　　輸出范圍

　　同樣的工作頻率范圍，LCC可以比LLC提供寬很多的輸出電壓電流范圍：從電路上看LLC在輸出電流等于0時，最小輸出電壓由輸入電壓V_ab，L_m與L_s，C_s的分壓決定，當(dāng)頻率增加到一定值后，C_s的電壓降接近0，繼續(xù)增加頻率也無法進一步減小輸出電壓（）；而LCC因為C_p并聯(lián)在變壓器初級或次級，隨著工作頻率的增加，C_p的等效阻抗越來越接近0，V_o＿min可以接近0（）。這是為什么LCC拓?fù)淇梢詫崿F(xiàn)超寬輸出電壓電流范圍的原因。

　　參考下圖的仿真計算（樣品實例），L_s＝700uH，C_s＝22nF（跨接在NSA及NSB上），C_p＝4.2nF，N_P：NSA：NSB＝33：12：12，工作頻率范圍是60－250kHz，可以實現(xiàn)輸出電壓電流（圖3）：28.9V，0－2800mA；50V，0－2500mA；60V，0－2333mA；70V，0－2000mA；75V，0－1750mA；將C_s改為8nF，可以實現(xiàn)輸出電壓電流（圖4）13.2V，0－2800mA；50V，0－2500mA；60V，0－2333mA；70V，0－2000mA；80V，0－1750mA。不同的并聯(lián)電容C_p取值會對最大最小輸出電壓及整機的效率有影響（電容越大，輸出范圍越寬，無功容性電流越大，器件內(nèi)電阻的損耗也會越大），采用LLC拓?fù)?，要實現(xiàn)這么寬的輸出電壓電流范圍是不能想象的，尤其在無頻閃要求不能進入間歇工作模式以及需要確保足夠高的轉(zhuǎn)換效率前提下。

圖3  C_p＝4.2nF

圖4  C_p＝8nF

　　短路特性

　　因為LCC拓?fù)溆泻芎玫摹昂懔鳌碧匦?，所以有非常好的抗輸出短路能力，合理的設(shè)計可以確保短路時的輸出電流比最大輸出電流稍大，只要VCC高于欠壓保護點，可以在輸出短路的時候持續(xù)穩(wěn)定工作；而對于LLC拓?fù)洌诙搪坊蜻^載的時候，如果輸出電壓降低太多又沒有觸發(fā)欠壓保護，就可能出現(xiàn)輸出電流過大而燒毀的情況。

　　轉(zhuǎn)換效率

　　同樣都是零電壓導(dǎo)通軟開關(guān)諧振，LCC和LLC的效率理論上沒有差異，具體項目因為器件的損耗，尤其是諧振電感的銅鐵損優(yōu)化的程度會有不同的結(jié)果。具體來說，LCC因為變壓器勵磁電感很大，勵磁電流比LLC要小得多；因為采用比較大的諧振電感值，大電感量有助降低半橋的最大電流，在開機及輸出短路時的應(yīng)力小很多，可以采用比較小的開關(guān)管以優(yōu)化成本。文末參考設(shè)計在V_in＝230Vac及80V1.75A輸出時，板端效率94.97％。

　　諧振零件

　　如上述，LCC通常要求比較大的諧振電感量，兼顧最大峰值電流（尤其在“輸出恒功率”應(yīng)用），諧振電感的尺寸會比較大，同時需要一個并聯(lián)在變壓器主繞組上的電容?？偟膩碚f，LCC拓?fù)淇梢源蠓韧貙捿敵龇秶?，增加設(shè)計的靈活性，并且不需要進入間歇工作模式從而實現(xiàn)完全無頻閃。

　　2． ICL5102應(yīng)用經(jīng)驗

　　英飛凌PFC＋LLC／LCC諧振控制集成電路ICL5102，是在ICL5101的基礎(chǔ)上，主要拓展最大工作頻率到500kHz，進一步拓寬輸出電壓／電流范圍，提高整機效率；增加間歇工作模式，實現(xiàn)低待機功耗；進一步優(yōu)化PFC設(shè)計，諧波失真THD更好；增加輸入欠壓保護。

　　實現(xiàn)低待機功耗

　　見圖5，恒流／恒壓反饋電路通過光耦控制BM腳電壓，隨著輸出電流／電壓的減小，BM腳電壓逐步降低，工作頻率增加，當(dāng)BM腳（Pin10）電壓低于0.75V并超過10mS，半橋進入間歇工作模式。實際測試ICL5102在超寬輸出范圍應(yīng)用，也實現(xiàn)了400mW待機功耗。

　　－ 關(guān)閉間歇工作模式

　　對于待機功耗和／或啟動時間要求不高的應(yīng)用，可以加大圖5中的R_BM＿DA使其大于（3／7）＊R_BM即可關(guān)閉間歇工作模式以避免輕載時可能出現(xiàn)的閃爍。

圖5 R_BM＿DA功能

圖6 簡化Vcc電路

　　－ 簡化Vcc電路

　　可用上拉電阻＋PFC輔助繞組充電泵，可以使VCC電壓與輸出電壓無關(guān)，見圖6所示。

　　－ 對于最低輸出電流比較大又有待機要求的應(yīng)用

　　可以使能間歇工作模式，并設(shè)置最大工作頻率小于空載持續(xù)工作時的工作頻率，讓電源在空載時進入間歇模式，降低空載功耗。比如輸出83伏／0毫安時，半橋的工作頻率是186kHz，可以設(shè)置最大工作頻率在170kHz，在輸出83V空載時也可以進入間歇模式實現(xiàn)較低的待機功率，不過最小輸出電流會比較大，比如200mA。

　　－ 對于智能照明（比如Dali帶dim－to－off）

　　可以在調(diào)光電壓稍大于0V時進入間歇模式，也可以降低待機時的輸出電壓進一步降低待機功率，如下圖7：在DIM＋低于某一值（比如0.1V）U2－PIN7輸出低電平，T2開路，Vout降低（比如32V）；

　　正常工作時，U2－PIN7輸出高電平，T2近似短路，最高輸出電壓升高（比如83V）。

　　－ 對于最小輸出電流非常接近0的應(yīng)用

　　可以加上一個“間歇模式使能”開關(guān)并設(shè)置合適的R_BM－DA及R_BMDA－2電阻值（圖8）：

　　待機時（比如DIM＋電壓小于0.1V）運放U2B拉低STB（圖7），PC2 PIN3－4短路R_BMDA－2（圖8），進入間歇工作模式實現(xiàn)低待機功耗，正常工作時拉高STB，PC2 PIN3－4開路，禁止間歇模式，避免頻閃。

圖7 待機時降低輸出電壓電路

圖8 間歇模式使能電路

　　－ 外加啟動電路：

圖9 外加啟動電路

　　對于待機功耗要求高的應(yīng)用，需使用外加啟動電路。如圖9所示，接入交流后，因為耗盡型MOSFET T3的VGS＝0V， T3導(dǎo)通，電流從PFC＋，R5，T3，R40等對VCC電容充電，當(dāng)VCC電壓達(dá)到16V啟動電壓后，控制器開始工作，PFC電壓持續(xù)升高，半橋開啟后延遲一定的時間T4導(dǎo)通，T3 VGS被負(fù)電壓偏置而截至，啟動過程結(jié)束。

　　當(dāng)半橋停止工作后約100毫秒（與R57，C27時間常數(shù)有關(guān)）T3重新導(dǎo)通給Vcc電容充電以再次啟動IC；在T3導(dǎo)通期件，穩(wěn)壓二極管D23（18V）防止產(chǎn)生過高的Vcc電壓（比如最大19V），然后通過電阻R40確保加載在IC Vcc上的電壓不會超過16.5V／5mA。

　　雷擊時上述電路可以快速釋放PFC電容上的高電壓：啟動電路在半橋停止工作后約100毫秒重新開始工作，將PFC輸出電容放電到105％以下而解除PFC過壓保護，半橋重新開始工作，避免輕載打雷擊時長時間熄燈的情況。實際測試在4.5kV差模雷擊電壓，輸出26V／100mA的時候，首先觸發(fā)PFC109％過壓保護，PFC開關(guān)停止工作，然后觸發(fā)PFC 115％過壓保護，半橋停止工作，因為啟動電路的放電作用，大約0.6秒后PFC電容降到105％，過壓保護解除，半橋恢復(fù)工作，負(fù)載LED再次被點亮。

　　－優(yōu)化半橋上下管的“不平衡”問題

圖10 優(yōu)化半橋的不平衡

　　主要避免BM腳（PIN10）被干擾，因為Pin10與光耦相連，銅箔比較長，尤其從強干擾源旁邊通過的情況下。串聯(lián)一個電阻在BM腳與光耦之間（見圖10的“R4”）同時在PIN10與PIN4（GND）之間加2.2nF電容（如有必要可以再加一個電容“CB”盡量靠近IC）以減小干擾電壓轉(zhuǎn)化而來的干擾電流對工作頻率的干擾導(dǎo)致半橋工作不平衡或不穩(wěn)定。

　　－ 諧振腔設(shè)計

　　建議反射電壓（輸出電壓×變壓器匝比）約等于PFC輸出電壓的一半，大的反射電壓需要大的并聯(lián)諧振電容C_p導(dǎo)致較低的效率，要平衡好增益余量和效率的關(guān)系，建議考慮元件誤差，采用仿真及最差樣品測試，確保材料誤差符合要求；在所有參數(shù)最差的條件下，不能出現(xiàn)增益不足的情況；同時避免過多的增益余量導(dǎo)致效率降低。

　　－ 最小調(diào)光能力

　　如前所述，LCC拓?fù)淇梢栽诜浅挼妮敵鲭妷悍秶鷥?nèi)，最小輸出電流可以到0mA－－－－－－最小調(diào)光能力更多挑戰(zhàn)次級電流偵測運放的精度：過小的電流檢測電阻要求低運放的失調(diào)電壓，較大的電流偵測電阻導(dǎo)致比較大的電流檢測損耗（I2R）。比如使用LM358A，失調(diào)電壓＋／－3毫伏，如果采用75毫歐電流偵測電阻，最小的輸出電流就是＋／－40毫安，因為I_out＿max＝1.75A，最小的調(diào)光就是40／1750＝＋／－2.3％，除非采用更大的采樣電阻（損耗變大）或更小失調(diào)電壓的運放（價格更高），最小調(diào)光無法進一步減小。

　　－輸入欠壓保護（BO）

圖11 輸入欠壓保護

　　BO（Pin12）的電壓超過1.4V并維持1uS，IC開始工作；如果BO腳的電壓低于1.2V并維持50mS，IC停止工作等待BO（Pin12）的電壓超過1.4V并維持1uS再恢復(fù)工作。建議加一個10nF／1kV的瓷片電容（圖11中的”C7”），以避免出現(xiàn)欠壓保護后反復(fù)重啟的情況。

　　3． ICL5102參考樣品測試結(jié)果實例

　　采用英飛凌ICL5102實現(xiàn)140W的PFC ＋ LCC拓?fù)涑瑢捿敵鲭妷悍秶鶯ED驅(qū)動電源。以下是具體規(guī)格。

　　參考樣品采用LCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，次級采樣實現(xiàn)恒流反饋，并能實現(xiàn)0－10V調(diào)光。PFC開關(guān)管采用了英飛凌的高性價比P7系列CoolMOSTM IPA60R180P7，LCC開關(guān)管采用英飛凌CoolMOSTM IPD60R600P7。

　　實際測試V－I曲線如圖12中的紅線所示，紅線包圍的范圍就是此電源的輸出范圍，右上紅色線段是輸出功率等于140W的區(qū)間。輸出電壓和輸出電流的范圍都能達(dá)到上面表格1的極寬的范圍。

　　圖中的藍(lán)色線是輸入電壓為230V，輸出電流為最大值2.8A條件下，在板端測試得到的效率曲線，

　　圖12中綠色的四個點對應(yīng)輸出功率140W條件下輸出電壓從50V到80V的效率，整體效率達(dá)到93％以上，最高達(dá)到94.93％，這都是在實現(xiàn)極寬輸出范圍下仍然得到的性能。

　　藍(lán)色效率線上的藍(lán)色點是輕載效率，在12V，2.8A條件下效率接近80％，而20V，2.8A的25％負(fù)載條件下仍然達(dá)到85％以上。

　　ICL5102同時提供非常好的PFC轉(zhuǎn)換性能，圖13是不同輸入電壓及負(fù)載條件下的諧波失真THD：230Vac 100％負(fù)載，THD低于5％；285Vac 70％負(fù)載，THD小于10％，遠(yuǎn)低于EN61000－3－2 class C要求。

　　4． 結(jié)論

　　英飛凌集成“PFC＋半橋諧振”控制器ICL5102，采用LCC拓?fù)淇梢栽谳^窄的頻率變化范圍內(nèi)，實現(xiàn)超寬的輸出電壓及電流調(diào)節(jié)范圍，在寬輸出電壓電流應(yīng)用相比LLC拓?fù)溆休^大優(yōu)勢。

　　另有針對高壓輸入應(yīng)用（V_in＝480ac）的版本ICL5102HV。